PRÀCTICA 2

EL TRANSISTOR DE POTÈNCIA

1.- CARACTERITZACIÓ ESTÀTICA DEL MOSFET

En aquest apartat es tracta de caracteritzar un dispositiu MOSFET a partir d'uns paràmetres proporcionats pel fabricant. El dispositiu que estudiarem és el IRF330 que el fabrica International Rectifier.

Les característiques del TRT vindran donades per la geometria del TRT i pel procés de fabricació que ha sofert. Aquestes característiques es poden modelar amb una sèrie de paràmetres que ens serveixen per estudiar-ne el seu comportament tant en règim estàtic com en dinàmic.

1.1 CARACTERÍSTICA ID(VDS)

En aquest apartat es tracta de extreure la corba característica de ID(VDS) . Per fer-ho només ens cal realitzar un escombrat en contínua de VDS, que el podem fer mitjançant el següent muntatge:

Si fem l'escombrat de VDS obtenim la corba característica que és la següent:

A la corba podem veure les tres zones de treball del TRT (zona de tall, òhmica i saturació). Les tres zones de la corba característica d'un NMOS es poden distingir per:

TALL VGS<VT

SATURACIÓ VGS>VT ; VDS>VGS-VT

ZONA ÒHMICA VGS>VT ; VDS<VGS-VT

Per tant, tenim que la zona de tall en la gràfica correspon a VGS<VT i com que el TRT està tallat tenim que el corrent IDS és zero i per tant a la gràfica no es pot observar, ja que aquesta corba coincideix amb l'eix de les abcises.

L'origen d'aquestes zones de treball l'hem de buscar en la construcció geomètrica del transistor NMOS que usualment és com la següent:

Al aplicar una tensió positiva a la porta tenim l'efecte d'un condensador que el què fa és aportar carregues negatives a la superfície del substrat amb l'òxid de porta. Mentre la tensió de porta no és suficientment gran (VG<VT) tenim que la zona de contacte del substrat amb l'òxid de porta no canvia de configuració de portadors (més forats que electrons). A mesura que augmenta VG arribarem a un punt que tenim tants electrons acumulats a la superfície del substrat amb l'òxid que hi ha una inversió de portadors, és a dir, es crea un canal de tipus N. En aquest moment tenim que drenador i surtidor queden connectats i per tant el dispositiu comença a conduir entre drenador i surtidor.

Mentre la tensió VDS es manté dins uns marges (VDS<VGS-VT) tenim que el comportament del canal té una forma linial, és a dir, a més tensió VDS tenim més corrent IDS amb una relació linial. Aquesta relació es pot modelar com una resistència amb un paràmetre anomenat RDON , és per això que a aquesta zona se l'anomena zona ohmica. Si augmentem molt VDS (VDS>VGS-VT) arriba a un punt que la zce que forma la unió en inversa del drenador amb el substrat arriba a estrangular el canal i per tant el corrent esdevé constant i independent de la tensió VDS aplicada. A aquesta zona se l'anomena zona de saturació.

Per tal de poder comparar el valor obtingut de RDON amb el de les especificacions l'hem mesurat amb les mateixes condicions, és a dir, VGS=10V i ID=3 A. El resultat obtingut és de RDON = 0.7, mentre que el de les especificacions és de 0.8. La diferència és deguda a que estem modelant un dispositiu particular del tipus IRF330 i per tant els paràmetres han de tenir valors dins els marges de tolerància, però és impossible que siguin iguals.

Realitzem un segon escombrat en continua per tal d'obtenir les mateixes corbes que ens proporciona el fabricant i poder-les comparar. Si ho fem tenim:

Com es pot veure la corba subministrada per el fabricant i la corba obtinguda són una mica diferents. Això és degut a que estem simulant un dispositiu concret i per tant no s'ajustarà mai perfectament a la gràfica donada per el fabricant, per altre banda, tenim que les condicions de realització de les corbes donades pel fabricant no coincideixen amb les condicions en una simulació.

1.2 CARACTERÍSTICA ID(VGS)

Ara ens interessa conèixer la tensió a partir de la qual tenim inversió de portadors al substrat i per tant se'ns crea el canal. És a dir, volem conèixer VT. Podrem obtenir VT fent un escombrat de VGS de tal forma que en el moment que es formi el canal VGS=VT tindrem que el corrent ID comença a augmentar.

El paràmetre geomètric de guany K el podem calcular coneixent un punt de la corba ID(VDS) en saturació i el valor de VT. Si el calculem tenim:

Així doncs, tenim que el valor de Kn és de 3.814

2.- CARACTERITZACIÓ DINÀMICA DEL MOSFET

En règim de commutació ens interessa que els TRT tinguin transicions de tall a saturació i de saturació a tall ràpides. Per tal de poder caracteritzar aquestes transicions ens cal estudiar el règim dinàmic del TRT.

2.1 COMMUTACIÓ AMB CARREGA RESISTIVA

2.1.1 FORMES D'ONA. TEMPS DE COMMUTACIÓ

Ara es tracta de fer commutar el NMOS a una freqüència de 250KHz i veure la resposta temporal de diferents tensions i corrents.

El circuit que utilitzem per les simulacions és el següent:

Si mirem com evoluciona la tensió V GS en et temps quan entrem un pols de 0 a 15V a la porta tenim:

A la gràfica podem observar les tres zones en què es troba el TRT. Això és degut a que en cada zona de treball del TRT, aquest es modela amb una impedància d'entrada diferent. En la primera zona tenim que el TRT està tallat i per tant la impedància d'entrada que es veu és la capacitat de porta que té un valor aproximat de 1nF. A mesura que augmenta VGS arriba un moment que entrem en zona òhmica, en aquest punt tenim que el TRT comença a conduir i per tant IDS augmenta. La capacitat CDG presenta una impedància petita i la corrent de porta es deriva a través d'ella. Finalment arribem a la tercera zona que és la zona de saturació en la que la capacitat d'entrada es va carregant fins a arribar al valor final.

Visualitzant VDS podem veure els temps de commutació. Mentre la tensió VDS és igual a VDD tenim que el TRT es troba en tall, mentre que quan la tensió VDS és molt petita el TRT està en conducció. Calculant els temps de pujada i de baixada com el temps entre que la senyal passa del 10% al 90% del valor final i comparant-los amb els valors típics tenim:

	TON!OFF	TOFF!ON
VALOR OBTINGUT	34.9 ns	14.7 ns
VALOR TÍPIC	35 ns	35 ns

Com es pot observar, el temps de commutació de ON a OFF és molt semblant al valor típic, mentre que el temps de commutació de OFF a ON, tenim un valor bastant diferent al valor típic. Això pot ser degut a que les condicions de mesura no són exactament iguals, ja que per el TRT hi circula un corrent de ID=3.5 A, mentre que en les condicions de mesura del valor típic el corrent de drenador és de 3 A.

Ara fem una simulació fent variar el valor de RG i obtenim la següent gràfica:

Observem que al augmentar el valor de Rg el temps de pujada augmenta. Això és degut a que la constant de temps de pujada del nostre circuit és:

Per tant al augmentar RG estem augmentant la constant de temps i per tant estem limitant la velocitat de resposta del sistema.

2.1.2 PÈRDUES AL TRANSISTOR

En el TRT hi ha dues fonts de pèrdues: una primera és que mentre el TRT està en conducció, el transistor presenta una resistència de canal que tot hi ser molt petita no val zero. Al circular un corrent important per el transistor ja que es troba en conducció, tenim una potència dissipada important. Per altre banda tenim que els transistors no poden commutar instantàniament, ja que tenen una inèrcia inherent a la càrrega acumulada i per tant hi ha una certa dissipació de potència durant els temps de commutació.

Mitjançant la simulació anterior podem calcular totes les energies dissipades al TRT que es demanen. Per fer-ho només ens cal visualitzar el producte ID*VDS i elegir correctament la zona de la gràfica que ens interessa. Tenim que el producte ID*VDS ens proporciona la potència instantània dissipada en el TRT i per tant per calcular la energia dissipada només cal integrar en l'interval de temps que desitjem la potència instantània dissipada. Finalment, si volem obtenir el resultat en potència, només ens cal dividir el resultat pel temps que dura un cicle.

En la següent gràfica podem veure la potència instantània dissipada al TRT:

Integrant aquesta gràfica podem calcular la energia dissipada per cicle en cada punt de treball i dividint la energia total dissipada per cicle per el període podem obtenir la potència dissipada:

ENERGIA DISSIPADA PER ON	16.28 J/cicle
ENERGIA DISSIPADA PER ON!OFF	4.46 J/cicle
ENERGIA DISSIPADA PER OFF!ON	1.42 J/cicle
ENERGIA TOTAL DISSIPADA	22.16 J/cicle
POTÈNCIA DISSIPADA (Fs = 250KHz)	5.54 W

A continuació afegim les inductàncies internes del TRT que ens modelen els terminals. Els terminals tindran un comportament inductiu ja que a través dels terminals hi circularan corrents elevats que varien d'una manera ràpida i per tant tindrem un camp magnètic important.

Si visualitzem VGS i VDS tenim:

Com es pot observar tenim que els transitoris de commutació augmenten molt i per tant tindrem un consum en la commutació més elevat. Per altre banda, tenim que hi ha pics de tensió per culpa dels quals haurem de sobredimensionar el TRT.

2.2 COMMUTACIÓ AMB CARREGA INDUCTIVA

Al carregar el circuit amb una càrrega inductiva tenim que els canvis bruscs de corrent que imposa el TRT provoquen uns sobrepics de tensió importants que calen considerar per tal de no cremar el TRT. El circuit que es proposa per les simulacions és el següent:

Si simulem la commutació amb una càrrega inductiva obtenim que el pic en tensió en VDS arriba a 415V, mentre que el valor del sobrepic és de 240V. Això significa, que si volem utilitzar aquest càrrega hem d'utilitzar un TRT que pugui suportar una tensió VDS superior a 415V.

Al realitzar la corba ID(VDS) obtenim una corba molt singular que és la següent:

Com es pot observar, degut a tenir la càrrega inductiva la corba Id(Vds) no passa per allà mateix durant la commutació de ON a OFF que en la commutació de OFF a ON. Això és degut a que la càrrega inductiva emmagatzema energia i per tant el punt de partida (Id,Vds) no és el mateix durant el transitori de pujada que el de baixada.

Com es pot observar en la gràfica, tenim que en la part esquerra hi ha Vds petit i un corrent elevat i per tant el TRT es troba en ON. Per tal de passar a OFF tenim que, en un primer tram, la tensió disminueix i el corrent augmenta de manera linial ja que el transistor es troba en la zona òhmica, després tenim que Vds va augmentant fins arribar al valor del sobrepic i a continuació la corba fa una mena d'espiral. Si mirem l'espiral en l'eix de les x tenim l'arrissat esmorteït de la tensió Vds, mentre que si ens mirem l'arrissat en l'eix de les y obtenim l'arrissat esmorteït en Id. En el centre de l'espiral tenim que el TRT es troba en tall i per tant tenim un Vds de 175V.

En el cas de dibuixar la mateixa corba per una càrrega totalment resistiva tenim que no hi ha cap element que emmagatzema energia i, per tant, tant en commutació ON!OFF com en la commutació OFF!ON la corba ha de passar per allà mateix, i per tant la gràfica resultant és una recta.

Com es pot observar en la següent gràfica, l'efecte de Rg en els temps de pujada i baixada és molt important, ja que al augmentar Rg augmenten molt els temps de commutació i per tant la potència dissipada durant la commutació, cal tenir en compte que al augmentar Rg també aconseguim disminuir el sobrepic en tensió a VDS la qual cosa ens indica que una solució de compromís per Rg serà la òptima.

Com es pot observar, al reduir molt Rg tenim que VDS arriba a 415V cosa que fa que sortim dels marges donats pel fabricant, a més a més, tenim uns pics de potència instantània que pot ser que el TRT no pugi suportar, no ho podem assegurar ja que el fabricant només ens dóna la dada de potència mitja màxima que el TRT pot dissipar, però no dels pics de potència.

Per tal de reduir la sobretensió només ens cal introduir un diode en paral·lel amb la bobina de tal forma que quan la tensió en bornes de la bobina variï bruscament, el diode entrarà en conducció i per tant amortirà la sobretensió que pateix el TRT.

Com es pot observar el diode ens retalla el sobrepic de tensió, però cal tenir en compte que només retalla a partir que entra en conducció i per tant a partir que superem la tensió llindar Vbi que en la gràfica anterior està simulada per 100V, 20V i 0V.

3.- CIRCUIT D'EXCITACIÓ (“Driver”)

El circuit que es proposa per la simulació consta del circuit anterior i per altre banda el circuit anterior amb un amplificador de corrent que alimenta a la base del TRT:

Com que el temps de commutació bé donat per el temps de càrrega i descàrrega de la capacitat de porta del TRT, tenim que si augmentem el corrent de càrrega i descàrrega d'aquesta capacitat disminuirem els transitoris de commutació. La idea no és altre que utilitzar un amplificador de corrent per tal de poder carregar la capacitat de porta amb un corrent elevat i així reduir els temps de commutació i per tant reduir la potència dissipada en les commutacions. Des del nostre punt de vista, aquesta solució té uns quants inconvenients que cal tenir en compte: en primer lloc el consum afegit que té l'etapa d'amplificació de corrent i per altre banda el cost suplementari que se'n deriva al necessitar més components.

Si fem la simulació del circuit sense amplificador i amb amplificador de corrent i en comparem els temps de commutació tenim:

4.- CIRCUIT DE PROTECCIÓ DEL TRANSISTOR (“Snubbers”)

Els circuits de protecció ens permeten disminuir els pics de sobretensió suavitzant les transicions de corrent o de tensió. Per tant tindrem que el consum en el TRT serà major, però per contra reduirem els valors màxims de tensions i corrents que haurà de suportar el TRT.

Per la simulació utilitzarem el següent circuit sobre el qual hi farem modificacions:

4.1 XARXA DE PROTECCIÓ ON!OFF

Per tal de poder observar amb més facilitat el comportament de les xarxes de commutació utilitzarem transistors BJT que tenen uns temps de commutació majors i, per tant, serà més fàcil veure el comportament de les xarxes de protecció.

Si realitzem una simulació transitòria del circuit i en visualitzem ID, VDS i l'energia dissipada tenim:

La potència dissipada la podem calcular com la energia dissipada dividit per el període de la senyal i per tant obtenim una potència de 4.23W degut a la commutació ON!OFF.

Pel què fa a la commutació OFF!ON, la potència dissipada és de 0.3W

Per tal de reduir la potència consumida afegim un condensador entre emissor i col·lector del TRT de tal forma que podrem desfassar el corrent i la tensió i per tant reduirem la potència dissipada, ja que el producte corrent per tensió serà menor en tots els casos. El preu a pagar en aquest cas serà una limitació en la freqüència màxima de treball del dispositiu.

La potència dissipada en la commutació de ON!OFF s'ha reduit considerablement, ja que ara només dissipem 1,06W en comptes dels 4.32W que es dissipaven sense el condensador.

Si analitzem el què passa en la commutació OFF!ON tenim que mentre el TRT està en OFF el condensador es troba carregat a una tensió igual a VDC, en el moment en que el condensador passa a conduir obliga al condensador a variar la seva tensió en bornes de 50V a 0.2V d'una manera instantània i per tant el condensador no té altre sortida que demanar un corrent molt elevat. Això provoca que les pèrdues en la commutació de OFF!ON siguin elevades 2,61W enfront les pèrdues sense el condensador que eren de 0,3W. Per altre banda ens caldrà un TRT que pugui suportar corrents Ic molt més elevats en el cas d'utilitzar el condensador.

Per tal d'eliminar el pic de corrent afegim un camí alternatiu per al corrent mitjançant una xarxa amb un díode. La xarxa que es proposa és la següent:

Si ho fem observem que les pèrdues disminueixen molt en les dues transicions ja que ara obtenim una dissipació de ON!OFF de 1,12W i de OFF!ON de 0,66W. Cal però tenir en compte que a la xarxa `Snubber' també es dissipa potència i en aquest cas es dissipen 0,08W en la transició de ON!OFF i 1,3W en la transició de OFF!ON.

4.2 XARXA DE PROTECCIÓ OFF!ON

En el cas de la transició OFF!ON tenim la situació dual a la transició ON!OFF. Com es pot observar, la tensió Vce no comença a disminuir fins que Ic no ha arribat al seu valor final, cosa que provoca que tinguem unes pèrdues elevades en aquesta commutació. Si ho visualitzem tenim:

Per tal de solucionar el problema el corrent afegint una bobina en sèrie en el col.lector o el emissor de tal forma que desfasarem el corrent i podrem reduir el producte corrent per tensió. El problema és que no podem col.locar única i exclusivament la bobina, ja que els canvis d'estat de conducció a tall i viceversa en el TRT provocaran variacions molt ràpides de corrent per la bobina i per tant caigudes de tensió molt elevades, que per retallar-les haurem d'utilitzar un diode.

Així doncs, la xarxa utilitzada serà:

Si fem una nova simulació amb aquesta xarxa en la transició ON!OFF tenim:

Com es pot veure hem aconseguit desfassar el corrent de tal forma que la potència dissipada en la transició de OFF a ON és quasi de 0W, ja que quan Vce és diferent de zero Ic val zero i viceversa. En canvi, durant la transició de ON a OFF la potència dissipada és important i val 4,38W.

4.3 XARXA COMBINADA D'AJUDA ON!OFF I OFF!ON

Ara es tracta de provar una xarxa que combini els dos efectes de tal forma que tinguem baixes pèrdues en les dues transicions.

La xarxa utilitzada és la següent:

Si en fem la simulació tenim:

Si calculem les potències dissipades en cada transició tenim:

ON!OFF : 1.1W

OFF!ON : 0.11W

Finalment, si representem Ic(Vce) tenim:

Com es pot observar en aquest cas tenim que com que hi ha elements que emmagatzemen energia el pas de ON!OFF i viceversa es realitza amb condicions inicials diferents i per tant la corba no passa pels mateixos punts. Per altre banda, tenim que quan hi ha l'arrissat en corrent Ic tenim que la tensió Vce val zero i per tant no hi ha consum degut al sobrepic de corrent. El mateix passa en la zona de tall, ja que tot i tenir un arrissat esmorteït en la tensió, aquest apareix quan el corrent Ic ja val zero i per tant la potència dissipada és zero deguda a l'arrissat. Per altre banda podem observar que la transició OFF!ON és linial, això és degut a que si s'observen les corbes de Vce i Ic en aquesta transicó tenim que són rectes mentre Vce és diferent de zero.

5.- CONCLUSIONS

En aquesta pràctica hem pogut arribar a una sèrie de conclusions pel què fa als TRT de potència i a la seva utilització en commutadors.

Hem pogut observar que les pèrdues introduïdes pel TRT en un commutador tenen dos orígens:

- Pèrdues en conducció

- Pèrdues en la commutació

Les pèrdues en conducció són degudes a que quan el TRT condueix hi circula un corrent elevat i la resistència que presenta el TRT entre drenador-surtidor o col.lector-emissor, tot i ser molt petita, no és despreciable. Per tant quan el TRT es troba en conducció tenim un corrent elevat i una resistència petita, i per tant un consum a considerar.

Les pèrdues en la commutació són degudes a la impossibilitat que un TRT commuti instantàniament. Això es deu a que el comportament del TRT es basa en acumulacions de càrregues que formen barreres de potencials i aquestes acumulacions de càrregues no es poden moure instantàniament. Al no tenir una commutació instantània tenim que hi ha moments en que el corrent pel TRT no val zero i la caiguda de tensió entre col.lector-emissor o drenador-surtidor tampoc val zero i per tant tenim pèrdues en la commutació.

Per tal de reduir les pèrdues en conducció, la única opció que tenim és la de utilitzar un TRT que presenti una resistència en conducció menor.

Per tal de reduir les pèrdues de commutació només tenim dues opcions: una és utilitzar un TRT que pugui commutar més ràpidament (serà molt més car) i l'altre és utilitzar xarxes passives que desfasin el corrent i la tensió en les commutacions de tal forma que l'energia dissipada sigui mínima (Snubbers).

Aplicacions a l'enginyeria electrònica II

1

19